Преобразователи статические электрические – Статический преобразователь — Энциклопедия нашего транспорта — Автовокзал орск (Орск). Расписание и цены

Содержание

статические преобразователи в системе

МПС России

Московский Государственный Университет

путей сообщения

/ МИИТ /

РЕФЕРАТ

Статические преобразователи в системе

электрической тяги.

Выполнил: выпускник кафедры “Электрическая тяга“ Данилов Д. К.

Принял: профессор Иньков Ю.М.

Москва — 1998

Вопрос экономии энергии в системе электрической тяги приобретает все большую остроту. Возможности снижения ее затрат изыскиваются, как на тяговом подвижном составе, так и в системе электроснабжения. Важным шагом, в этом направления явилось внедрение надежных и экономичных статических преобразователей в качестве тяговых на электровозах и электропоездах, а затем и в системе тягового электроснабжения для стыкования систем электроснабжения промышленной частоты стяговыми сетями, использующими частоту 16 2/3 Гц.

Уже около 20 лет ведутся интенсивные разработки в области статических преобразователей, предназначенных для питания трехфазных тяговых двигателей. Эта техника дает большой технический и экономический эффект. На сегодняшний день разработки, в этой области достигли такого уровня, что большая часть нового тягового подвижного состава, разрабатываемого в странах Западной Европы, оборудуется этими преобразователями.

Ниже рассмотрены преобразователи, используемые только с асинхронными трехфазными тяговыми двигателями, поскольку им при сравнении с синхронными чаще отдается предпочтение.

Асинхронная машина интересна в качестве тягового двигателя, прежде всего потому, что трехфазный асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором — это наиболее простая, легкая и надежная электрическая машина. Кроме подшипников в ней нет изнашивающихся частей. Она нечувствительна к механическим воздействиям, загрязнению и снегу.

Поскольку эта машина не имеет коллектора, ограничивающего частоту вращения ротора, современные асинхронные тяговые двигатели мощностью порядка 1000 кВт имеют максимальную частоту вращения 4000 об/мин (у двигателей постоянного тока 2500 об/мин). Для пригородного тягового подвижного состава разработаны еще более высокооборотные тяговые двигатели с максимальной частотой вращения до 6000 об/мин. При этом окружная скорость ротора достигает 70-80 м/с, в то время как для двигателей постоянного тока коллектор ограничивает этот показатель величиной 50 м/с.

Это наглядно подтверждается табл. 1, в которой, сопоставлены электрические параметры и размеры тяговых двигателей электровозов серий Е 103 (коллекторные двигатели) и Е 121 (асинхронные трехфазные). Хотя двигатель последнего мощнее на 30 %, его масса ниже на 25 % и объем тоже заметно меньше. Отсюда следует, что поезд Eurosprinter мощностью 6400 кВт с коллекторными двигателями реализовать было бы невозможно.

Таблица 1

Сравнение параметров коллекторного и трехфазного асинхронного

тяговых двигателей.

Асинхронные двигатели не подвержены опасности загорания при неподвижном роторе. Современный тяговый преобразователь, являющийся своего рода электронным коллектором, при правильно выбранных параметрах нечувствителен к эксплуатации с низкими частотами вращения, необходимыми для трогания с места тяжеловесных поездов. Единственное обязательное условие при этом — достаточная вентиляция двигателя. Дополнительные достоинства дает сочетание этого двигателя с современным преобразователем на тиристорах, и в частности на запираемых:

простейшая реализация рекуперативного торможения;

возможность работы с большим диапазоном ослабления поля без дополнительных аппаратных затрат,

использование в сочетании с современным быстродействующим регулированием жесткой механической характеристики тяговых двигателей для реализации эффективной защиты от боксования и юза.

Для питания тяговых двигателей в последние годы во всем мире стали широко использоваться так называемые преобразователи с промежуточным звеном постоянного напряжения. Это явилось следствием разработки запираемых тиристоров, значительно упростивших коммутационные устройства силовой цепи. Такой преобразователь (рис. 1) состоит из включенного со стороны двигателя импульсного инвертора, который создает трехфазную систему для питания тяговых двигателей, и включенного со стороны сети регулятора, который питает инвертор более или менее постоянным напряжением. Оба звена связаны промежуточным звеном постоянного напряжения, представляющим собой батарею конденсаторов большой емкости. Благодаря высокой мощности запираемых тиристоров (рабочее напряжение серийных вентилей составляет 4500 В, максимальный отключаемый ток 4000 А) могут быть реализованы практически любые встречающиеся на электропоездах мощности без параллельного или последовательного соединения вентилей. В связи с этим в большинстве случаев применяются простейшие импульсные инверторы — с двухточечной схемой.

Схема включенного со стороны сети регулятора зависит от рода тока в контактной сети. На линиях, электрифицированных на переменном токе, к этим регуляторам предъявляются следующие общие требования:

энергообмен с контактной сетью должен происходить при cos

, близком к единице;

уровень гармонических составляющих должен быть минимальным, т. е.

= 1;

переход от потребления энергии из сети к ее возврату в сеть (от режима тяги к режиму рекуперативного торможения) должен происходить плавно и бесконтактно.

Этим требованиям отвечает четырехквадрантный регулятор (4QS), показанный на рис. 2. Фактически он представляет собой однофазный инвертор, который со стороны переменного тока через дроссель, реализуемый обычно за счет высокой индуктивности рассеяния трансформатора, соединяется с контактной сетью, а со стороны постоянного тока — с конденсатором звена постоянного напряжения. В преобразователях, собранных на запираемых тиристорах, выбирается тактовая частота до 350 Гц, так что для сетей с частотой 50 Гц имеет место максимум семикратная подача тактовых импульсов за период. В сетях частотой 16 2/3 Гц работают преобразователи с 15-19-кратной подачей такто-

Рис. 1. Тяговый преобразователь с промежуточным звеном

постоянного напряжения

Рис.2. Четырехквадрантный регулятор

вых импульсов. Поскольку регулятор 4QS является автономным инвертором, при отключении напряжения сети во время рекуперативного торможения не возникают коммутационные токи короткого замыкания, как это имеет место в обычных инверторах, ведомых сетью. Это значит, что на линиях переменного тока режим рекуперативного торможения реализуется относительно просто и без какой-либо дополнительной защиты.

Наряду с высшими гармониками, которые возникают под действием тактовых импульсов регулятора 4QS в контактной сети и на конденсаторах промежуточного звена постоянного напряжения, при передаче мощности на сторону постоянного напряжения генерируется вторая гармоника сетевой частоты, имеющая большой уровень. Для ее ограничения параллельно конденсаторам промежуточного звена включают поглощающую цепочку. Поскольку необходимые для этого схемные элементы (дроссели и конденсаторы) имеют довольно большую массу, возникла необходимость отказаться от этой цепи и исключить влияние второй гармоники на импульсный инвертор и тяговые двигатели соответствующим регулированием. Этот метод, получивший название Beat-Control, был испытан фирмой Siemens в Японии на новом поезде серии Е 501 городской железной дороги компании JR-East. Результаты испытаний оказались положительными.

На линиях, электрифицированных на постоянном токе, при достаточной электрической прочности силовых вентилей импульсный инвертор присоединяется через индуктивно-емкостный фильтр непосредственно к контактной сети. Из опыта эксплуатации тиристорных преобразователей известно, что при таком подключении необходим коэффициент запаса по электрической прочности, равный трем. Если перенести его на технику запираемых тиристоров, то инвертор на таких вентилях, имеющих рабочее напряжение 4,5 кВ, может подключаться к контактной сети с напряжением до 1500 В.

Подобное подключение для преобразователей на обычных тиристорах невозможно, поскольку действие используемых в этом случае коммутирующих цепочек зависит от напряжения контактной сети, которое может колебаться в определенных пределах. При наличии запираемых тиристоров процесс отключения выполняется через управляющий электрод, т. е. независимо от напряжения в контактной сети. При непосредственном подключении преобразователя к контактной сети значительно снижаются затраты.

На линиях постоянного тока напряжением 3000 В при заданном коэффициенте запаса по электрической прочности на каждую ветвь инвертора необходимы два последовательно соединенных запираемых тиристора с рабочим напряжением 4,5 кВ. Поскольку непосредственное последовательное соединение этих вентилей проблематично из-за очень быстрых коммутационных процессов, нужно было искать другие оригинальные решения.

mirznanii.com

Преобразователи электроэнергии: классификация, типы

Поступающая по линиям электропередач энергия не всегда используется в чистом виде. Для выполнения специфических задач она преобразуется электротехническими устройствами, изменяющими один или несколько параметров – вид напряжения, частоту и другие.

Преобразователи электроэнергии: классификация

Эти устройства классифицируются по нескольким признакам:

Виду преобразований.
Типу конструкции.
Управляемости.

Параметры, которые изменяются

Преобразованию подвергаются следующие параметры:

Тип напряжения – из переменного в постоянное и наоборот.
Амплитудные значения тока и напряжения.
Частота.

Типы конструкций

Эти устройства подразделяются на электромашинные и полупроводниковые.

Электромашинные (вращательные) состоят из двух машин, одна – привод, а другая – исполнительное устройство. Например, для превращения переменного тока в постоянный используется асинхронный двигатель переменного тока (привод) и генератор постоянного (исполнитель). Их недостаток – большие габариты и масса. Кроме того, суммарный КПД технологической связки ниже, чем у одиночной электрической машины.

Полупроводниковые (статические) преобразователи, строятся на основе электротехнических схем, состоящих из полупроводниковых или ламповых элементов. Их КПД выше, размеры и масса небольшие, но качество электроэнергии на выходе невысокое.

Управляемые и неуправляемые

Если величина изменения параметра электрической энергии фиксированная, то используется неуправляемый преобразователь. Такие устройства применяются в первых каскадах блоков питания. Пример – силовой трансформатор, понижающий сетевое напряжение с 220 до 12 вольт.

Преобразователи с изменяемыми параметрами являются исполнительными устройствами в управляемых электротехнических цепях. Например, изменяя частоту питающего напряжения, регулируют частоту вращения асинхронных двигателей.

Преобразователи электроэнергии: примеры устройств

Преобразователи могут выполнять либо какую-то одну функцию, либо несколько.

Изменение типа напряжения

Те устройства, которые превращают переменный ток в постоянный называются выпрямителями. Действующие наоборот – инверторами.

Если это электромашинное устройство, то выпрямитель состоит из асинхронного двигателя переменного тока, вращающего ротор генератора постоянного. Входные и выходные линии электрического контакта не имеют.

Наиболее распространенных тип схемы статического выпрямителя – диодный мост. В нем четыре элемента (диода) с односторонней проводимостью, включенные встречно. После него обязательно ставят электролитический конденсатор, который сглаживает пульсирующее напряжение.

Существует гибридная конструкция, объединяющая электромашинный и статический выпрямители. Это автомобильный генератор, являющийся машиной переменного тока, статорные обмотки которого подключены к выпрямительному мосту с конденсатором.

Инверторные схемы применяются для запуска генератора незатухающих колебаний (мультивибратор), построенного на тиристорах или транзисторах. Они являются основой преобразователей частоты.

Изменение амплитудных значений

Это все виды трансформаторов – понижающих, повышающих, балластных.

Управляемые трансформаторы называются реостатами. Если они включаются параллельно источнику электроэнергии, то изменяют напряжение. Последовательно – ток.

Для поглощения тепла, выделяющегося при работе мощных высоковольтных сетевых трансформаторов, применяются системы жидкостного (масляного) охлаждения.

Изменение частоты

Частотные преобразователи бывают как электромашинными (вращательными), так и статическими.

Исполнительным механизмом вращательных преобразователей частоты является высокочастотный асинхронный трехфазный генератор. Его ротор вращает электромотор постоянного или переменного тока. Как и у выпрямителя вращательного типа, входные и выходные линии у него не имеют электрического контакта.

Инверторные схемы, используемые в преобразователях частоты статического типа, бывают управляемые и неуправляемые. Повышение частоты позволяет уменьшить габариты устройств. Трансформатор с рабочей частотой в 400 Гц в восемь раз меньше, чем работающий от 50 Гц. Это свойство используется для построения компактных сварочных инверторов.

Частота колебаний в инверторных схемах при необходимости легко увеличивается и уменьшается. Это дает возможность управлять асинхронными двигателями, изменяя частоту вращения или его направление.

Оцените качество статьи:

electric-tolk.ru

Электрические преобразователи

“Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники”

Кафедра защиты информации

РЕФЕРАТ

на тему:

«ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ »

МИНСК 2009

Инвертор – преобразует постоянный ток в переменный.

Конвертор – преобразователь постоянного напряжения в постоянное, но другого уровня (с промежуточным преобразованием входного напряжения в переменное и трансформацией к нужному уровню).

Центральным звеном является преобразователь постоянного напряжения в переменное.

Применяют различные схемы таких устройств:

— транзисторные и на электронных лампах;

— построенные на транзисторах с насыщающимися сердечниками;

— релаксационные генераторы, триггеры, мультивибраторы;

— по однотактной, двухтактной и мостовой схемах;

— тиристорные простые и мостовые схемы (в мощных устройствах).

Простая схема двухтактного тиристорного инвертора

Рисунок 1 — простая схема двухтактного тиристорного инвертора

От Т2 поступают импульсы управления в цепь тиристоров.

От постоянного источника напряжение поступает на вход схемы. Оно проходит через

на аноды VD. заряжается до двойного входного напряжения. Если теперь подать импульсы на VD2, сразу закрывается VD1, перезаряжается, все знаки в Т1 поменяются на противоположные и ток потечет через VD2.

Как видно из работы схемы, на коммутирующей емкости

в момент закрытия тиристора действует напряжение равное удвоенному напряжению питания, что является недостатком для схемы.

Его устраняет мостовая схема тиристорного инвертора.

Мостовая схема тиристорного инвертора

Рисунок 2 — Мостовая схема тиристорного инвертора

Схема управления открывает сначала VD1 и VD4, а потом, когда емкость зарядится до

, в этот момент, если открыть другие тиристоры, VD1 и VD4 мгновенно закроются.

В данной схеме на закрытых тиристорах действует лишь напряжение источника питания.

Тиристорные выпрямители являются эффективными перспективными инверторами. Применяются на значительной мощности и используются в настоящее время для замены электромашинных агрегатов, преобразующих энергию постоянного тока резервных аккумуляторных батарей в переменный ток, в устройствах гарантированного питания (УГП) аппаратуры на предприятиях связи.

Преобразователи постоянного напряжения

Часто при питании электронных устройств ИП являются низковольтными, а для питания цепей потребления требуются значительные напряжения. При этом прибегают к преобразованию напряжения. Для этого используют инверторы и конверторы. Используются электромагнитные преобразователи, вибропреобразователи и статические преобразователи на п/п приборах.

Электромагнитные преобразователи вырабатывают напряжение синусоидальной формы, в то время как полупроводниковые и вибропреобразователи – напряжение прямоугольной формы. В настоящее время имеются статические преобразователи с выходным напряжением по форме близким к синусоидальному. Недостаток электромагнитного преобразователя: большие габариты и масса. Вибропреобразователи – маломощные и малонадежные. Поэтому наибольшее применение находят полупроводниковые преобразователи с малыми габаритами и массой, высоким КПД и эксплуатационной надежностью.

Построение преобразователей на тиристорах и транзисторах следует связывать с величиной питающих напряжений, требуемой мощности, характером изменения нагрузки.

Транзисторные преобразователи напряжения

Они подразделяются по способу возбуждения на 2 типа: с самовозбуждением и преобразователи с усилением мощности.

Транзисторы могут включаться по схеме с ОЭ, ОК, ОБ, но наиболее широко используются включение с ОЭ, так как в этом случае реализуется максимальное усиление транзисторов по мощности и тем более просто достигаются условия самовозбуждения.

Преобразователи с самовозбуждением выполняются на мощных, до нескольких десятков ватт, по однотактным и двухтактным схемам. Простейшая схема однотактного преобразователя представляет собой релаксационный генератор с обратной связью.

С обратным включ. диода.С прямым включ. диода.

При подключении напряжения питания через резистор на базу транзистора подается опирающий потенциал. Транзистор открывается и через первичную обмотку Wк трансформатора протекает ток, который вызывает магнитный поток в магнитопроводах транзистора. Появляющееся при этом напряжение на обмотке Wк трансформируется в обмотке обратной связи Wб, полярность подключения которой такова, что она способствует отпиранию транзистора. Когда ток коллектора достигает своего максимального значения: Iк=Iб*h31э, нарастание магнитного потока прекратится, полярность напряжений на обмотках трансформатора изменяется на противоположное и происходит лавинообразный процесс запирания транзистора. Напряжение на вторичной обмотке трансформатора имеет прямоугольную форму.

Полярность подключения силового диода выпрямителя на вторичной обмотке трансформатора определяет способ передачи энергии в нагрузку. Диод открывается когда закрывается транзистор, заряжается конденсатор, который поддерживает постоянство тока в нагрузке.

При прямом включении диода передача энергии источника питания Uп в нагрузку Rн происходит в период времени tu, когда транзистор и силовой диод VD1 открыты. В дросселе запасается энергия W = 0,5*Lф*Iн^2*tu. Конденсатор сглаживающего фильтра Cф при этом заряжается выпрямленным напряжением до Uп.

В течении паузы tп, когда транзистор закрыт, цепь тока Iн замыкается через дроссель Lф и блокирующий диод VD2, как и в импульсном стабилизаторе с последовательным регулированием.

В однотактных преобразователях трансформатор работает с подмагничиванием, для борьбы с которым можно применять сердечник с зарядом. Однако он не подходит при использовании тор. транзистора. В нашем случае используется блокирующий конденсатор, который в течении паузы tп разряжаетсячерез обмотку W1, перемагничивая сердечник током разряда.

Емкость Cбл. Выбирается из условия, чтобы при максимальном коэффициенте заполнения φmax длительность паузы tп была не менее четверти периода колебательного контура L, Cбл.

Такой преобразователь с обратным включением диода обеспечивает развязку и защиту выходного напряжения от помех по входным шинам питания.

Транзисторные преобразователи определяются по следующим формулам:

Uп=Uп(Iкм/2Iн-W1/W2)

tu = Iкм*L1/Uп

tп = Iкм*L2/Uн*W2

φ = fп*Iкм*L1/Uп = tu/(tu+tп)

Лучшие массогабаритные показатели имеют двухтактные преобразователи с понижающим трансформатором.

Трансформаторы выполняются на магнитопроводе с прямоугольной петлей гистерезиса. Здесь также используется положительная ОС. Генератор работает следующим образом. При включении напряжения питания Uп из-за неидентичности параметров один из транзисторов, например VT1, начинает открываться и его коллекторный ток увеличивается. Обмотки ОС Wб подключены так, что наведенное в них ЭДС полностью открывает транзистор VT1 и закрывает транзистор VT2.

Переключение транзисторов начинается в момент насыщения транзистора. Вследствие этого наведенные во всех обмотках трансф. Напряжения уменьшаются до нуля, а затем изменяют свою полярность.

Теперь на базу ранее открытого транзистора VT1 подается отрицательное напряжение, а на базу ранее закрытого транзистора VT2 поступает положительное напряжение и он начинает открываться. Этот регенеративный процесс формирования фронта выходного напряжения протекает очень быстро. В дальнейшем процессы в схеме повторяются.

Частота переключения зависит от значения напряжения питания, параметров трансформатора и транзисторов и рассчитываются по формуле:fп=((Uп-Uкэ нас)*10000)/4*B*s*Wк*Sc*Kc.

Такой режим более экономичен, чем при переключении за счет предельного тока коллектора и работа преобразователя более устойчива.

Такие преобразователи используются как задающие генераторы для усилителей мощности и как автономные маломощные источники электропитания. Основные достоинства: простота схемы, а также нечувствительность к короткому замыканию в цепи нагрузки.

Недостатком преобразователя с насыщающимся сердечником является наличие выбросов коллекторного тока в момент переключения транзисторов, что увеличивает потери а преобразователе.

Напряжение на закрытом транзисторе может достигать значения:

Uкэm = (2,2 : 2,4)Uпmax

два напряжения это сумма Uп+ЭДС на неработающей обмотке, кроме того учитываются выбросы напряжения во время переключения. Для уменьшения последних в схему иногда включают шунтирующие диоды.

При преобразовании больших мощностей наибольшее распространение получили преобразователи с использованием усилителя мощности. В качестве задающего генератора можно использовать преобразователи с самовозбуждением. Применение таких преобразователей целесообразно если необходимо обеспечить постоянство частоты и напряжения на выходе, а также неизменность формы кривой переменного напряжения при изменении нагрузки преобразователя.

mirznanii.com

Новые схемы статических преобразователей электрической энергии и их сравнительный анализ

Силовая электроника №3’2007

Заказать этот номер

В статье предложены новые подходы к построению статических преобразователей, позволяющие повысить их энергетическую эффективность. Предлагаемые подходы позволяют разработать схемные решения, обеспечивающие потребление гладкого тока от первичного источника при низком уровне пульсаций напряжения на выходе преобразователя, улучшенный режим работы согласующего трансформатора, а также низкие потери энергии в силовых полупроводниковых элементах схемы. В ряде применений, например при стабилизации выходного напряжения и изменении напряжения питания, снижается класс силовых полупроводниковых приборов.

В настоящее время среди задач, решаемых с помощью преобразовательной техники, большое место занимают те, что связаны с работой мощного преобразователя при малых напряжениях питания и значительных токах. Типичным примером такого преобразователя может служить работа преобразователя в составе систем автономного электропитания при получении первичной электрической энергии от низковольтного источника (химические источники тока, в частности, водородные топливные элементы, термогенераторы и т. д.). Для ряда таких применений важным показателем является КПД, повышение которого может также способствовать снижению массо-габаритных показателей устройства. Известны схемные решения, применяемые при построении сильноточных низковольтных преобразователей. Широко применяется схема с выводом средней точки трансформатора. Достоинством схемы является включение только одного ключа в цепь силового тока. Последнее определяет малые статические потери в полупроводниковых элементах схемы, являющиеся основными в таких применениях.

Существенным недостатком схемы является сложная конструкция трансформатора, установленная мощность которого увеличивается за счет неэффективного использования первичной обмотки. Кроме того, в базовой схеме отсутствуют пути вывода энергии индуктивностей рассеяния обмоток. При рассеивании этой энергии КПД преобразователя существенно снижается. Соответствующие зависимости приведены на рис. 1 [1]. Для повышения КПД в схему включают дополнительные элементы, предназначенные для вывода этой энергии в нагрузку или в источник питания, если допускается такая возможность. Например, на рис. 2 приведена схема с дополнительным преобразователем для вывода энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеяния, в первичный источник [1]. Однако такая доработка усложняет режим работы и конструкцию преобразователя. Преобразователи характеризуются импульсным потреблением и импульсной передачей энергии в нагрузку.

Заметив, что преобразователи с закрытым входом [2] характеризуются непрерывным током потребления, было предложено строить преобразователи по принципу преобразователей с закрытым входом и свободным обменом энергией между внутренними контурами и источником питания.

Предложенный подход позволяет жестко контролировать напряжение на элементах схемы на уровне, превышающем либо равном напряжению питания, обеспечивает потребление гладкого тока преобразователем, однозначные регулировочные характеристики вплоть до режима холостого хода и снимает вопросы контроля энергии, накапливаемой в индуктивностях рассеяния трансформатора.

Один из вариантов схемы, реализующий указанный подход, изображен на рис. 3. Свободный обмен энергией между внутренними контурами (нагрузка инвертора VT1–VT4, конденсатор) и источником питания обеспечивается за счет того, что управление двупроводящими ключами на транзисторах VT1–VT4 строится таким образом, что в любой момент времени включена какая-либо пара ключей. Тем самым обеспечивается электрическая связь между внутренними контурами преобразователя и источником питания вне зависимости от направления токов в схеме.

Работа схемы рис. 3 поясняется временными диаграммами рис. 4. При этом полагаем, что полупроводниковые приборы представляются идеальными ключами, потери в элементах схемы отсутствуют, пульсации напряжения на конденсаторе C равны нулю, ток нагрузки идеально сглажен, пульсирующие токи реакторов L1, L2 имеют непрерывный характер.

Можно выделить четыре интервала в работе схемы.

На интервале t₀ – t₁ (рис. 4) открыты транзисторы VT1 и VT4. При этом ток реактора L1 нарастает, замыкаясь по контуру: +E, L1, VT1, –E. С помощью VT4 конденсатор C подключается ко входу выпрямителя VD5–VD8, при этом на нагрузке формируется импульс напряжения, амплитуда которого равна величине напряжения на конденсаторе. Ток нагрузки на этом интервале замыкается по контуру: C, VT4, VD8, Z_Н, VD5, VT1, C. Ток реактора L2 на этом интервале замыкается по контуру: +E, L2, VT4, C, –E. Таким образом, через конденсатор C и транзистор VT4 протекает ток, равный разности тока нагрузки и тока реактора L2. Как будет показано ниже, ток нагрузки всегда больше или равен току реактора L2, а напряжение на конденсаторе C больше либо равно напряжению питания E. В этих условиях ток транзистора VT4 всегда значительно меньше тока нагрузки либо даже равен нулю. Таким образом, транзистор VT4 является слабо нагруженным элементом, соответственно, потери энергии в нем малы. Наиболее загруженным элементом является транзистор VT1, через который замыкается ток реактора L1 и ток нагрузки.

На интервале t₁–t₂ открыты транзисторные ключи VT3, VT4. Это могут быть диоды VD3, VD4, либо эти диоды шунтируются открытыми транзисторами для повышения КПД. Токи реакторов L1, L2 втекают в конденсатор C (рис. 4б), спадая под действием разности напряжения на конденсаторе и напряжения питания. На этом интервале на нагрузке формируется нулевая пауза (рис. 4г).

На интервале t₂ – t₃ открыты транзисторы VT2 и VT3, на входе выпрямителя VD5–VD8 формируется импульс напряжения с параметрами, аналогичными параметрам импульса на интервале t₀ – t₁, но противоположной полярности (рис. 4а). Интервал t₃ – t₄ аналогичен интервалу t₁–t₂.

Анализ электромагнитных процессов в схеме проведем при принятых выше допущениях.

Для режима непрерывного тока реакторов можно записать следующее выражение для тока реактора i1 на интервале импульса:

где I_min — минимальное значение тока реактора; L1 = L2 — индуктивность реактора; E — напряжение питания; t_и = t₁ – t₀ — длительность импульса напряжения на нагрузке (рис. 4г), равная в этом режиме длительности проводящего состояния ключа VT1 (tпрVT1) или VT2 (tпрVT2) при симметричном управлении t_прVT1 = t_прVT2 = t_пр.

На интервале T – t_и = t₄ – t₁, когда транзистор VT1 закрыт (рис. 4), ток реактора i2 уменьшается по закону

где I_max — максимальное значение тока реактора; U_C — напряжение на конденсаторе C; T — период работы схемы.

Учитывая, что i₁(t_u) = I_max, i₂(T – t_u) = I_min, решаем совместно (1) и (2) и получаем

где γ* = t_пр/T = t_u/T — относительная длительность проводящего состояния ключей VT1 и VT2, равная в этом режиме относительной длительности импульса на нагрузке.

За период работы схемы T на нагрузке формируются два импульса длительностью t_и (рис. 4). Тогда среднее значение искомого напряжения на нагрузке равно:

Заметим, что выражение (4) справедливо только для случая 0 ≤ γ* ≤ 0,5. При γ* = 0,5 в выходном напряжении пауза равна нулю (рис. 4г).

Если γ* > 0,5, форма выходного напряжения меняется (рис. 5). При этом в выходном напряжении вновь появляется пауза за счет интервала совместно проводящих транзисторных ключей VT1, VT2. При этом длительность паузы на нагрузке равна t_П = t_пр – T/2, а длительность импульса на нагрузке равна T/2 – t_П. Среднее значение напряжения на нагрузке при γ* > 0,5 равно:

Таким образом, при γ* > 0,5 выходное напряжение на нагрузке постоянно и равно 2·E. Однако напряжение на конденсаторе и на других элементах схемы растет в соответствии с выражением (3). Следовательно, изменение относительной длительности импульса γ* в диапазоне γ* > 0,5 нерационально в данном применении и в дальнейшем нами не рассматривается.

При симметрии силовых элементов и управления на входе выпрямителя VD5–VD8 формируется строго симметричное (без постоянной составляющей) напряжение. Тогда для обеспечения потенциальной развязки и согласования заданного уровня входного и выходного напряжения схема может быть дополнена согласующим трансформатором, установленным на входе выпрямителя VD5–VD8, с заданным коэффициентом трансформации К_тр = ω2/ω1, где ω1 — количество витков первичной обмотки, ω2 — количество витков вторичной обмотки. Введя новую относительную длительность проводящего состояния ключей VT1, VT2 γ, равную

преобразуем выражения (3) и (4) в общем случае с учетом идеальности согласующего трансформатора к виду:

Принятое ? изменяется в диапазоне 0 ≤ γ ≤ 1, в то время когда γ* изменяется в диапазоне 0 ≤ γ* ≤ 0,5. Среднее значение потребляемого тока IВХ может быть найдено из условия энергетического баланса. При КПД схемы, равном единице (η = 1),

откуда с учетом (8) получим

В симметричной схеме токи реакторов I_L1 и I_L2 равны между собой и равны половине потребляемого тока

Размах пульсаций потребляемого тока можно оценить исходя из следующих соображений. В схеме без потерь в установившемся режиме приращение входного тока на интервале импульса (t_и = t₁ – t₀ рис. 4) равно величине спада тока во время паузы (t₁ – t₂) и определяется суммарным приращением тока реакторов L1 и L2.

Учитывая выражение (7) и равенство t_и = t₁ – t₀ получим

где ƒ = 1/T, L = L1 = L2.

При этом частота пульсаций ƒ_П в два раза выше частоты работы схемы ƒ. Выражение (12) показывает, что при γ = 1 (наибольшая нагрузка преобразователя) пульсации потребляемого тока отсутствуют, преобразователь потребляет идеально сглаженный ток. Коэффициент пульсаций потребляемого тока равен

Максимальная и минимальная величина потребляемого тока равна:

Найдем граничное значение тока нагрузки I_{Н ГР}, при котором токи дросселей L1 и L2 становятся разрывными, либо знакопеременными. Последнее зависит от способа управления транзисторами VT3 и VT4. Для этого тока, используя (1), можно записать i₁(t_u) = I_max = 2I_L1 при I_min = 0. Следовательно, учитывая (9), можно получить:

Если в паузе транзисторы VT3 и VT4 выключаются, то при I_Н < I_{Н ГР} токи становятся разрывными. Если же транзисторы VT3 и VT4 в паузе включены, то при I_Н < I_{Н ГР} токи дросселей меняют знак. Последнее означает, что энергия, накопленная в реактивных элементах схемы, в паузе частично возвращается в источник питания. Тем самым обеспечивается свободный обмен энергией в схеме. Режим непрерывного тока в этом случае соблюдается, и полученные выше выражения для напряжения UC остаются справедливыми и для режима I_Н < I_{Н ГР}.

Среднее значение тока транзисторных ключей VT1 и VT2 определяется суммой тока нагрузки и тока реактора на интервале импульса (t_и = t₁ – t₀). С учетом (1) получим:

где I_min = I_L – ΔI_L/2 – минимальный ток одного реактора, I_L, ΔI_L – среднее значение и приращение тока на интервале импульса одного реактора.

Заметив, что

и учитывая (10), окончательно для тока ключей VT1 и VT2 получим

Под средним значением тока ключей VT3, VT4 будем понимать среднее по модулю значение тока этих ключей. Это объясняется тем, что вне зависимости от того, через какой элемент ключа (транзистор либо диод) замыкается ток, он будет характеризовать суммарные потери в ключе, установленную мощность ключа и т. д. На интервалах паузы (t₁ – t₂), (t₃ – t₄) через диод ключа VD3 замыкается ток реактора L1, на интервале импульса (t₂ – t₃) через транзистор VT3 ключа замыкается разность тока нагрузки и тока реактора L1. При этом выражение (10) показывает, что ток реактора (при достаточно малых пульсациях этого тока) всегда меньше либо равен току нагрузки, пересчитанному к первичной обмотке. Поэтому для среднего по модулю значения тока ключа VT3 (в симметричной схеме ток ключа VT3 равен току ключа VT4) можно записать, учитывая (10):

Выражение (19) показывает, что при γ, стремящемся к единице (режим наибольшей мощности в нагрузке), ток ключей VT3 и VT4 при достаточно малых пульсациях тока реактора практически стремится к нулю. Нетрудно показать, что наибольшее среднее по модулю значение тока ключей VT3 и VT4 достигается при γ = 0,586 и равно:

Обозначив размах пульсаций напряжения на конденсаторе C через ΔU_C, и заметив, что на интервалах паузы (t₁ – t₂), (t₃ – t₄) через конденсатор течет входной ток IВХ, можно записать:

Решая (21) совместно с (9), получим выражение для определения величины конденсатора C при заданном ΔU_C:

Значение емкости конденсатора при заданном ΔU_C выбирается с учетом того, что максимальные пульсации напряжения на конденсаторе имеют место при γ = 0,586. Следовательно, выбираемая величина емкости конденсатора равна:

Следует отметить, что частота пульсаций напряжения на конденсаторе ƒ_ПC равна удвоенной частоте работы схемы ƒ, поэтому выражение (22) может быть записано следующим образом:

где ƒ_ПC — частота пульсаций напряжения на конденсаторе.

По полученным выше выражениям можно оценить рабочие параметры элементов схемы и рассчитать характеристики преобразователя. Основные характеристики преобразователя построены на рис. 6, 7, 8, 9 в относительных единицах. На рисунках обозначены точки, полученные при испытаниях макетного образца преобразователя, питающегося от напряжения 24 В с выходной мощностью 2 кВт.

На рис. 10 приведены зависимости, отражающие относительную величину напряжения на ключах рассматриваемой схемы, работающей в режиме стабилизации выходного напряжения, при изменении питающего напряжения. По оси абсцисс отложена кратность изменения напряжения питания E* = E/E_min, где E_min — минимальное напряжение питания. По оси ординат отложена кратность изменения максимального напряжения на ключах U_кл* = U_кл/U_клmin, где U_клmin — минимальное напряжение на ключах (при условии, что при γ = 1 напряжение питания E = E_min). Можно показать, что для схемы рис. 3 U_кл = (E* + 1)/2. На том же графике показана аналогичная зависимость, характерная для мостовой схемы и схемы с выводом средней точки трансформатора. Для этих схем, очевидно, U_кл* = E*. Как видно из графиков, чем выше кратность изменения напряжения питания, тем выигрышней использование в режиме стабилизации рассматриваемой схемы.

Анализируя полученные зависимости, можно сделать следующие выводы:

Схема потребляет во всех режимах непрерывный ток с малыми пульсациями. Пульсации потребляемого тока всегда значительно меньше пульсаций тока любого из входных реакторов.
Напряжение на нагрузочном контуре во время импульса всегда выше напряжения питания и равно напряжению на конденсаторе C. Последнее позволяет уменьшить коэффициент трансформации согласующего трансформатора в повышающих преобразователях, что определяет особую перспективность данной схемы при питании от низковольтных источников.
Принципиальной особенностью схемы является то, что силовой ток замыкается фактически через один из нижних транзисторов VT1 или VT2, транзисторы VT3 и VT4 оказываются слабо нагруженными, в пределе при γ ≈ 1 токи ключей VT3 и VT4 практически равны нулю, что повышает КПД схемы, в особенности при низковольтном питании, когда определяющими потерями являются статические потери в ключах.
Регулирование выходного напряжения в схеме осуществляется не только за счет коэффициента заполнения γ, но и за счет изменения амплитуды выходных импульсов в процессе регулирования. При этом, если данная схема используется в режиме стабилизации выходного напряжения при изменении напряжения питания, то уровень напряжений на элементах схемы при прочих равных условиях оказывается меньше, чем в схемах, в которых стабилизация осуществляется только за счет коэффициента заполнения γ (например, схема с выводом средней точки трансформатора).

Для оценки перспективности применения предлагаемого схемного решения проведем сравнительный анализ потерь мощности в полупроводниковых приборах инверторной части схемы рис. 3 и нашедших наибольшее применение в преобразовательной технике преобразователей, построенных на базе мостовой схемы и схемы с выводом средней точки трансформатора (рис. 11).

Предположим, что в сравниваемых схемах используются однотипные силовые МДП-транзисторы. Напряжение питания (E) и напряжение на нагрузке (U_Н) во всех схемах одинаковые. Ток нагрузки идеально сглажен, активная составляющая нагрузки (R_Н) одинаковая. Последнее означает, что в нагрузке выделяется одинаковая мощность. Расчет токов ключей в сравниваемых схемах проведем при условии отсутствия потерь в схемах, фактически предположив, что потери в ключах мало влияют на токораспределение в сравниваемых схемах. Будем полагать, что сравниваемые схемы используются в качестве повышающих DC/DC-преобразователей.

Напряжение на нагрузке мостовой и нулевой схемы найдется из выражения

где K_тр = ω₂/ω₁ — коэффициент трансформации; ω₁ — количество витков первичной обмотки трансформатора мостовой схемы, либо половина первичной обмотки трансформатора в схеме с выводом средней точки трансформатора; ω₂ — количество витков вторичной обмотки трансформатора; γ₁—коэффициент заполнения.

Напряжение на нагрузке схемы рис. 3 определяется выражением (8). Заметим, что при одинаковом напряжении питания и напряжении на нагрузке, в общем случае,

Напряжение на нагрузке в сравниваемых схемах достигает максимума при условии γ = γ₁ = 1. Тогда из выражений (8) и (25) получаем, что

при условии равенства максимального напряжения в схемах.

При равенстве тока нагрузки (I_Н) в схемах ток первичной обмотки трансформатора, являющийся током нагрузки инверторов во время импульса в мостовой и нулевой схеме, в два раза больше, чем в схеме рис. 3. Далее для упрощения будем полагать, что K_тр = 1. Учитывая вышесказанное, можно оценить потери проводимости транзистора в мостовой и нулевой схеме (P_М,О).

где T — период работы инверторов; r_ON — сопротивление транзистора в проводящем состоянии.

Динамические потери в транзисторах мостовой и нулевой схем фактически будут определяться потерями выключения, поскольку потери включения в указанных схемах относительно малы. Последнее определяется тем, что время включения МДП-транзистора значительно меньше времени коммутации тока с диодов выходного выпрямителя на транзистор, обусловленного индуктивностью рассеяния согласующего трансформатора. При этом транзистор включается на малый ток.

Пользуясь методикой оценки потерь переключения [3], для транзистора мостовой схемы получим выражение, определяющее потери выключения (P_{вык. м.}):

где U_кл = Е — напряжение на транзисторе; I_кл = 2 × I_Н — ток транзистора; t_off — время выключения транзистора; ƒ — частота переключений транзистора, равная частоте работы мостовой схемы.

Для схемы со средней точкой трансформатора потери переключения (P_{вык. сред}) равны

где U_кл = 2 × Е — напряжение на транзисторе в момент выключения.

Суммарные потери в полупроводниковых приборах мостовой схемы (P_мост), учитывая (27) и (28), равны

Суммарные потери в полупроводниковых элементах схемы со средней точкой трансформатора (P_сред) равны с учетом (27) и (29)

В схеме рис. 3 потери проводимости в транзисторах VT1 и VT2 определяются суммой тока нагрузки и тока соответствующего входного реактора. Учитывая (10), найдем действующее значение тока транзисторных ключей:

Потери прямой проводимости в указанных транзисторах равны

Действующее значение тока в транзисторах VT3 и VT4 на интервале импульса определяется разностью тока нагрузки и тока реактора, а на интервале паузы — током реактора. С учетом обозначений (рис. 4) и выражения (10) для действующего значения тока транзисторов получим:

Потери прямой проводимости в указанных транзисторах равны

На рис. 12 представлены в относительных единицах зависимости действующих значений тока через ключи VT1 и VT3 от коэффициента заполнения γ, построенные по полученным выше выражениям.

Потери включения транзисторов VT1 и VT2 определяются только током реакторов (10) и напряжением на конденсаторе C (7) и не зависят от тока нагрузки. Последнее объясняется тем, что время коммутации тока нагрузки с диодов выходного выпрямителя значительно больше времени включения транзисторов, тем самым влияние тока нагрузки на потери включения незначительно, аналогично тому, как это учитывалось в схеме с выводом средней точки трансформатора и в мостовой схеме. Потери выключения определяются суммой тока реактора и нагрузки и напряжением на C. Используя методику [3], получим для суммарных динамических потерь в транзисторах VT1 и VT2:

где t_on — время включения транзистора.

Потери переключения VT3 и VT4 малы, поскольку транзисторы включаются и выключаются при нулевом напряжении.

Учитывая (33), (35) и (36), получим выражение для определения потерь в полупроводниковых элементах схемы рис. 3:

где

При равенстве напряжения на нагрузке в процессе регулирования, учитывая (8), (25) и (26), легко показать, что

Тогда, учитывая, что I_H = U_H/R_H, и заменяя в (30) и (31) γ₁ на γ, получим:

Выражения (39), (40) и (41) позволяют рассчитать потери в транзисторах сравниваемых схем, работающих при одинаковых входных и выходных напряжениях на идентичную нагрузку. На рис. 13 приведена зависимость потерь в полупроводниковых элементах схем при регулировании выходного напряжения. Потери рассчитаны при E = 24 В, K_тр= 1, R_Н = 0,48 Ом, ƒ = 30 кГц, r_ON = 5·10^-3 Ом, t_off = 120 нс, t_on = 50 нс.

Сравнивая полученные зависимости, можно увидеть, что схема рис. 3 по потерям в транзисторах аналогична схеме с выводом средней точки трансформатора, и обе схемы значительно лучше мостовой схемы в заданных условиях. Идентичность по потерям схемы с выводом средней точки трансформатора и схемы рис. 3, несмотря на то, что в схеме рис. 3 присутствуют дополнительные транзисторы (VT3, VT4), обтекаемые током, можно объяснить исходя из следующих физических соображений. Амплитуда тока в транзисторах VT1, VT2 схемы рис. 3 при условии идеально сглаженных токов реакторов и нагрузки и симметрии схемы равна, с учетом (10):

Амплитуда тока в транзисторах схемы с выводом средней точки трансформатора равна

Однако относительная длительность импульса в схеме с выводом средней точки трансформатора γ₁ при прочих равных условиях меньше, чем относительная длительность импульса γ в схеме рис. 3, поскольку в схеме рис. 3 регулирование выходного напряжения осуществляется не только за счет γ, но и за счет изменения амплитуды напряжения на нагрузке, пропорциональной величине напряжения на конденсаторе C (7). Амплитуда тока в VT1 и VT2, как видно из (42), уменьшается с уменьшением относительной длительности импульса γ. Однако, за счет того, что относительная длительность импульса γ больше, чем относительная длительность γ₁, ток протекает через VT1 и VT2 схемы рис. 3 в течение времени, большего, чем длительность проводящего состояния ключей в схеме с выводом средней точки трансформатора. Кроме того, транзисторы VT3 и VT4 схемы рис. 3 обтекаются небольшим разностным током, если относительная длительность импульса γ меньше единицы. Указанные факторы обуславливают практически одинаковую зависимость потерь от относительной длительности импульса в схеме с выводом средней точки трансформатора и схеме рис. 3.

Вместе с тем, схема рис. 3 имеет согласующий трансформатор, более простой в исполнении, с меньшим коэффициентом трансформации и меньшей установленной мощностью. Схема потребляет хорошо сглаженный ток. В ряде применений, например, в режиме стабилизации напряжения на нагрузке, можно использовать приборы с меньшим допустимым напряжением. Все вышеперечисленное выгодно отличает предлагаемую схему от известных технических решений, в особенности в области низких питающих напряжений и больших токов.

Используя предложенный подход к построению, можно реализовать ряд схем, обладающих дополнительными преимуществами по сравнению со схемой рис. 3.

На рис. 14 представлена схема, которую можно назвать схемой с расщепленным конденсатором, которая обладает теми же преимуществами, что и схема рис. 3, обеспечивая параметрическое выравнивание полуволн напряжения на трансформаторе и исключая подмагничивание трансформатора, при несимметрии управления или параметров схемы.

При несимметрии управления, когда длительность положительного импульса на первичной обмотке трансформатора не равна длительности отрицательного импульса, амплитуды этих импульсов, равные напряжениям на конденсаторах C1 и C2, также не равны. При этом в паузах (открыты VT3 и VT4) к первичной обмотке трансформатора приложена разность напряжений на конденсаторах (рис. 15).

Заметив, что при γ_VT1 ≠ γ_VT2, где γ_VT1 = (2 × t_прVT1)/T и γ_VT2 = (2 × t_прVT2/T) — коэффициенты заполнения соответственно VT1 и VT2, определим напряжение на конденсаторах:

Если γ_VT1 < γ_VT2, то U_C1 < U_C2, тогда площадь положительной полуволны напряжения равна:

Разделив левую и правую часть на T/2 и учитывая (44), получим

Площадь отрицательной полуволны, отнесенная к T/2, равна:

Равенство выражений (46) и (47) доказывает справедливость утверждения о параметрическом симметрировании режима работы трансформатора.

Естественно, что при несимметричном управлении частота первой гармоники пульсаций выходного напряжения в два раза ниже, чем в симметричной схеме.

Подход, с использованием которого построена описанная выше схема, может быть успешно применен для построения многофазных схем. На рис. 16 представлена схема трехфазного DC/DC-преобразователя. Он отличается использованием трех входных дросселей, трех конденсаторов и трех транзисторных полумостов, которые образуют плечи трехфазной мостовой схемы. При этом можно применить многофазный (в данном случае трехфазный) трансформатор, что дает возможность уменьшить его массо-габаритные показатели при той же установленной мощности. Подача управляющих импульсов на транзисторы осуществляется с фазовым сдвигом между управляющими импульсами разных полумостов. Осциллограммы напряжений, поясняющие работу схемы рис. 16, показаны на рис. 17.

Аналогично однофазной схеме, рассмотренной выше, для многофазных схем существует максимальная длительность интервала импульса, при превышении которого среднее напряжение на нагрузке DC/DC-преобразователя не изменяется, а изменяются лишь амплитуды импульсов. Обозначим отношение длительности открытого состояния нижних транзисторов (на рис. 16 — транзисторов VT1, VT3, VT5) к периоду работы схемы γ*. Можно показать, что указанная максимальная длительность открытого состояния нижнего ключа соответствует γ*_max = (m – 1)/m, где m – количество фаз (для схемы рис. 16 m=3), γ*_max = (m – 1)/m = 2/3. Фазовый сдвиг между импульсами, подаваемыми на плечи фаз, соответствует временному сдвигу 1/m × T, где T — период работы схемы. Для схемы рис. 16 эта величина равна T/3.

Регулировочная характеристика такой схемы имеет два участка, в зависимости от γ* (рис. 18).

Напряжения на конденсаторах, аналогично (3), определяются соотношением:

При максимальном значении γ* = 2/3 напряжение на конденсаторах в три раза больше E, и, таким образом, амплитуда напряжения на первичной обмотке также в три раза больше напряжения питания.

Пусть γ* < 1/3. При таком коэффициенте заполнения существуют интервалы, на протяжении которых замкнут один нижний ключ и два верхних (длительность такого интервала для каждого ключа равна T×γ*), и интервалы, на протяжении которых замкнуты все верхние ключи. Напряжение к нагрузке выпрямителя прикладывается только на интервалах, когда замкнут нижний ключ. Одно из линейных напряжений на первичных обмотках трансформатора равно нулю, а два других по абсолютной величине равны напряжениям на конденсаторах. Таким образом, учитывая, что, вообще говоря, значение выпрямленного выпрямителем на вторичной стороне напряжения определяется схемами включения первичных и вторичных обмоток («звезда – звезда», «треугольник – звезда» и т. д.), что можно отразить коэффициентом K_СХ, в схеме три плеча, для среднего напряжения на нагрузке можно записать:

Пусть теперь 1/3 ≤ γ* ≤ 2/3 (см. рис. 17). При таком коэффициенте заполнения существуют интервалы, на протяжении которых замкнут один нижний ключ и два верхних (t₁ – t₂, t₃ – t₄, t₅ – t₆). Также существуют интервалы, на протяжении которых замкнут один верхний ключ и два нижних (t₀ – t₁, t₂ – t₃, t₄ – t₅). Как на первых, так и на вторых интервалах времени к первичным обмоткам трехфазного трансформатора прикладываются линейные напряжения, одно из которых равно нулю, а два других равны по абсолютной величине напряжениям на конденсаторах. На вторичной стороне трансформатора, таким образом, всегда присутствует напряжение, определяемое трансформированными напряжениями на конденсаторах. Это напряжение одинаково по абсолютному значению, а изменяются лишь задействованные фазы и полярность напряжения на них.

Следовательно, регулировочная характеристика может быть записана следующим образом:

Соответствующие зависимости показаны на рис. 18.

Многофазные схемы, и, в частности, данная, обладают всеми преимуществами, свойственными однофазной, рассмотренной выше. Кроме того, они обладают дополнительными уникальными преимуществами.

В определенном диапазоне коэффициентов заполнения γ* — от 1/m до (m-1)/m (для схемы рис. 16 от 1/3 до 2/3) — напряжение на нагрузке выпрямителя не имеет пауз между импульсами, а с изменением коэффициента заполнения меняется только амплитуда импульсов. То есть на нагрузку выпрямителя подается постоянное напряжение регулируемой величины. Кроме того, при стабилизации напряжения на нагрузке при изменении питающего напряжения максимальное напряжение на ключах преобразователя не изменяется, и остается таким же, как и при минимальном напряжении питания. За счет этого необходимость обеспечения работы преобразователя при изменяющемся напряжении питания и стабилизации напряжения нагрузки не требует повышения класса применяемых ключевых приборов по сравнению со случаем работы от минимального напряжения питания.

Объясняются эти преимущества тем, что, как это указывалось выше, в указанном диапазоне замкнуты всегда либо один нижний ключ, либо два. Поэтому, независимо от интервала работы, два линейных напряжения всегда отличны от нуля и равны напряжениям на конденсаторах. Напряжение на выходе также всегда отлично от нуля и определяется трансформированным напряжением конденсаторов. При стабилизации напряжения нагрузки необходимо поддерживать одно и то же напряжение на конденсаторах, что определяет постоянство напряжений на ключах.

Схемы инверторов, на которых базируются предложенные схемные решения DC/DC-преобразователей, допускают применение и в качестве самостоятельных схем, предназначенных для питания нагрузки переменного тока. Они могут осуществлять широтно-импульсное регулирование и широтно-импульсную модуляцию.

Таким образом, предложенный подход позволяет построить схемные решения, которые имеют следующие преимущества:

гладкий потребляемый ток в широком диапазоне коэффициентов заполнения;
на первичной стороне согласующего трансформатора напряжение больше напряжения питания, что снижает коэффициент трансформации в повышающих преобразователях, упрощает конструкцию трансформатора (по сравнению со схемой с выводом средней точки трансформатора) и уменьшает его паразитные параметры;
при стабилизации напряжения на нагрузке и увеличении питающего напряжения максимальное напряжение на ключах и других элементах схемы преобразователя растет существенно медленнее, чем напряжение питания; за счет этого снижается класс применяемых приборов;
из двух ключевых приборов, составляющих плечо схемы, один существенно разгружен по току, и значительный вклад в потери в полупроводниковых элементах схемы вносит лишь один ключ из пары, что позволяет существенно повысить КПД схемы;
энергия, накапливаемая в индуктивности рассеяния трансформатора во время импульса, автоматически выводится в нагрузку или первичный источник питания, для чего не требуется каких-либо изменений или дополнений схемы;
схема устойчива к несимметрии, которая может быть несимметрией управления или несимметрией параметров ключевых элементов схемы и т. п.

Многофазные схемы имеют, кроме того, следующие уникальные преимущества:

в определенном диапазоне коэффициентов заполнения на нагрузку выпрямителя подается постоянное, с нулевыми пульсациями, напряжение регулируемой величины, при соответствующем управлении верхними ключами плеч схемы обеспечиваются однозначные регулировочные характеристики вплоть до режима холостого хода;
при стабилизации напряжения на нагрузке при изменении питающего напряжения максимальное напряжение на ключах преобразователя остается таким же, как и при минимальном напряжении питания; за счет этого необходимость обеспечить работу преобразователя при изменяющемся напряжении питания и стабилизации напряжения нагрузки не требует повышения класса применяемых ключевых приборов по сравнению со случаем работы от минимального напряжения питания

Литература

Царенко А. И., Серегин Д. А. К вопросу построения мощных DC/DC преобразователей, питающихся от низковольтных сетей // Силовая электроника. 2006. № 3.
Справочник по преобразовательной технике / Под ред. И. М. Чиженко. К.: Технiка. 1978.
Уильямс Б. Силовая электроника: приборы, применение, управление. Справочное пособие: перевод с английского. М.: «Энергоатомиздат». 1993.

Скачать статью в формате PDF

power-e.ru

ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

“Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники”

Кафедра защиты информации

РЕФЕРАТ

на тему:

«ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ»

МИНСК 2009

Инвертор – преобразует постоянный ток в переменный.

Центральным звеном является преобразователь постоянного напряжения в переменное.

Применяют различные схемы таких устройств:

— транзисторные и на электронных лампах;

— построенные на транзисторах с насыщающимися сердечниками;

— релаксационные генераторы, триггеры, мультивибраторы;

— по однотактной, двухтактной и мостовой схемах;

— тиристорные простые и мостовые схемы (в мощных устройствах).

Простая схема двухтактного тиристорного инвертора

Рисунок 1 — простая схема двухтактного тиристорного инвертора

От Т2 поступают импульсы управления в цепь тиристоров.

От постоянного источника напряжение поступает на вход схемы. Оно проходит через на аноды VD.

заряжается до двойного входного напряжения. Если теперь подать импульсы на VD2, сразу закрывается VD1, перезаряжается, все знаки в Т1 поменяются на противоположные и ток потечет через VD2.

Как видно из работы схемы, на коммутирующей емкости в момент закрытия тиристора действует напряжение равное удвоенному напряжению питания, что является недостатком для схемы.

Его устраняет мостовая схема тиристорного инвертора.

Мостовая схема тиристорного инвертора

Рисунок 2 — Мостовая схема тиристорного инвертора

Схема управления открывает сначала VD1 и VD4, а потом, когда емкость зарядится до , в этот момент, если открыть другие тиристоры, VD1 и VD4 мгновенно закроются.

В данной схеме на закрытых тиристорах действует лишь напряжение источника питания.

Преобразователи постоянного напряжения

Транзисторные преобразователи напряжения

С обратным включ. диода.С прямым включ. диода.

Транзисторные преобразователи определяются по следующим формулам:

Uп=Uп(Iкм/2Iн-W1/W2)

tu = Iкм*L1/Uп

tп = Iкм*L2/Uн*W2

φ = fп*Iкм*L1/Uп = tu/(tu+tп)

Лучшие массогабаритные показатели имеют двухтактные преобразователи с понижающим трансформатором.

Напряжение на закрытом транзисторе может достигать значения:

Uкэm = (2,2 : 2,4)Uпmax

В случае высокого входного напряжения применяют мостовые усилители мощности.

Предположим, в первый полупериод одновременно работают транзисторы T1,T2. Во второй T2,T3. Напряжение питания прикладывается к первичной обмотке транзистора, его полярность меняется каждый полупериод. Напряжение на закрытом транзисторе равно напряжению источника питания. Выходной транзистор работает в ненасыщенном режиме, выполняется он из материала с непрямоугольной петли гистерезиса.

Преобразователи на тиристорах

Тиристоры в отличие от транзисторов имеют одностороннее управление. Для запирания тиристоров в схемах преобразователей используются реактивные элементы в основном в виде коммутирующих конденсаторов.

При отпирании первого тиристора емкость заряжается до напряжения 2Uп. При отпирании второго тиристора напряжение конденсатора прикладывается в обратном направлении к первому транзистору, под действием его он запирается. Конденсатор перезаряжается, и напряжение на его обмотках и на первичной обмотке тиристора меняет знак (потенциалы показаны на схеме в скобках). В следующий полупериод вновь отпирается тиристор T1 и процесс повторяется.

Для обеспечения запирания тиристоров необходимо, чтобы энергия коммутирующего конденсатора была достаточной для того, чтобы в процессе перезаряда обратное напряжение на тиристорах падало достаточно медленно и успело бы обеспечить восстановление их запирающих свойств.

Недостатком такого инвертора является сильная зависимость выходного напряжения от тока нагрузки.

Для уменьшения влияния характера и величины нагрузки на форму и величину выходного напряжения применяют схемы с обратными диодами, которые в свою очередь необходимы для возврата реактивной энергии, накопленной в индуктивной нагрузке и реактивных коммутирующих элементах в источнике питания преобразователя.

Источник питания с бестрансформаторным входом

Особенностью таких источников являются использование процесса преобразования входного напряжения с использованием высокой частоты.

Отсутствие силового транзистора на входе и использование транзисторовна повышенной частоте существенно улучшает массогабаритные характеристики.

Функциональная схема ИПБВ на базе регулируемого преобразователя имеет следующий вид:

ВЧФ — препятствует проникновению во входные цепи помех от ИПБВ и наоборот.

ВУ – выпрямительное устройство,

СФ – сглаживающий фильтр;

РП – регулируемый преобразователь;

ЗГ – синхронизирующий задающий генератор;

ГПН – генератор пилообразного напряжения.

Работу ИПБВ со стабилизацией входного напряжения с использованием ШИМ легко представлять, рассмотрев диаграммы напряжений на отдельных участках схемы.

С целью упрощения регулировки преобразователь как правило строится по однотактной схеме с обеспечением рекуперации части энергии, накопленной в реактивных элементах в источник входного напряжения. На выходе преобразователя при напряжениях 5 — 10В ставят выпрямитель со средней точкой. С целью уменьшения времени коммутации силовых транзисторов на их входах применяют цепи обеспечивающие значительное превышение запирающего напряжения по отношению к отрицательному.

ЛИТЕРАТУРА

Иванов-Цыганов А.И. Электротехнические устройства радиосистем: Учебник. — Изд. 3-е, перераб. и доп.-Мн: Высшая школа, 200
Алексеев О.В., Китаев В.Е., Шихин А.Я. Электрические устройства/Подред. А.Я.Шихина: Учебник. – М.: Энергоиздат, 200– 336 с.
Березин О.К., Костиков В.Г., Шахнов В.А. источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. – М.: Три Л, 2000. – 400 с.
Шустов М.А. Практическая схемотехника. Источники питания и стабилизаторы. Кн. 2. – М.: Альтекс а, 2002. –191 с.

znakka4estva.ru

Автовокзал Орск